諧振電感是為諧振電容提供足夠的充放電能量，實現滯后橋臂的零電壓開通。諧振電感的參數選擇對整個電路的軟開關都很重要。為了滿足能量的要求是希望諧振電感值越大越好，并且大電感可以有效抑制電流的急劇變化，防止振蕩，消除尖刺峰值。但是電感值過大會導致更大的占空比丟失，降低了整個裝置的效率，并且電感過大，對應阻抗值很大，會導致系統反應慢[19]。相反的，如果電感值偏小，則可能不能為諧振電容提供足夠的能量，無法滿足軟開關，并且橋臂上的上涌和下沖的尖峰電流的影響會變得明顯，可能引起正負周期工作狀態不對稱，增大了開關損耗，使功率開關管溫升明顯容易引起開關管炸毀。電阻分壓式由于沒有諧振問題，性能優于電容式。寧波化成分容電壓傳感器供應商

驅動電路是連接逆變橋開關管和控制電路的橋梁，控制板輸出的驅動信號是功率很小的PWM波，不足以驅動開關管使之正常的開通關斷。并且在工程中，為了保證開關管（IGBT）迅速關斷，需要在關斷器件給開關管提供負的驅動電壓，而這些都需要驅動電路來滿足。除此外，驅動電路還負責控制電路和主電路的隔離，即弱電模塊和強電部分的電氣隔離[26]。驅動電路也是整個補償電源設計的關鍵，驅動電路設計的好壞會影響到整個電路工作的**以及開關管的開關速度。具體對驅動的電路有如下要求：1）提供適當的正反向電壓，是IGBT能夠可靠的開通關斷；2）驅動電路工作頻率要能夠滿足工程需要。3）驅動電路的功率足夠，保證IGBT工作在過載工況下不會出現飽和而損壞。4）有較強的電氣隔離和抗干擾能力。無錫高精度電壓傳感器價格有兩種方法可以將敏感元件的電阻轉換為電壓。

現假設PWM1和PWM2均設置為高電平有效，下溢中斷發生時，賦值CMPR1=0，CMPR1=a。下溢中斷子程序結束后返回主程序，計數寄存器T1CNT從0開始計數，由于CMPR1=0，發生比較中斷，PWM1從低電平變為高電平。計數寄存器T1CNT繼續增加至a時，PWM2從低電平變為高電平。由此，PWM2和PWM1之間的移相角δ為，所以改變移相角度實際上改變CMPR2的賦值a。20MHz對應50ns。選擇開關頻率為20KHz,對應的定時器T1設為連續增減計數模式，則T1的周期寄存器的值500.比較大移相角為180度，對應的數字延遲量Td為500，可得移相精度180/500=0.36。

控制板硬件電路是程序運行和數字計算的平臺、是控制方案具體實施的基礎。本控制電路**芯片采用TI公司的TMS320F2812DSP控制芯片，圍繞F2812搭建控制電路?？刂瓢逵布O計包括：硬件方案設計、DSP以及外圍器件選型、原理圖設計、PCB設計、硬件的焊接和調試等。在本控制電路中需要采集兩路電流和電壓信號，然后將采集到的信號進行計算處理控制開關管的通斷，整個電路數據量不大，DSP內部寄存器即可滿足數據處理的要求，故而不需要設計**RAM、FLASH電路。F2812內部自帶有A/D模塊，但由于考慮到其內部A/D模塊精度不夠，本電路自行設計**A/D模塊。板之間的磁場將創建一個完整的交流電路沒有任何硬件連接。

諧振電感參數確定后即是實物的設計，同上一小節中高頻變壓器的設計類似，諧振電感的設計也是首先選擇磁芯，然后根據氣隙的大小計算繞組匝數，根據流通的電流有效值確定線徑，***核算窗口的面積。如果上述驗證無誤即可進行繞制。為了實現移相全橋變換器的超前橋臂和滯后橋臂上開關管的軟開關，必須根據直流變換器的開關管死區時間和開關頻率來確定全橋變換器的超前橋臂和滯后橋臂上的諧振電容。前面已經講過，超前橋臂和滯后橋臂上的開關管的零電壓開通條件是不同的，所以必須分開計算。這是通過實現電阻橋的第二種方法實現的，如下所示。南京新能源汽車電壓傳感器設計標準

本實驗目的是得到穩恒高精度電流源，實驗預期的也 是有電壓和電流兩個閉環。寧波化成分容電壓傳感器供應商

第二階段的仿真是在***次仿真的基礎上，加入了高頻變壓器以及負載部分。第二階段仿真時針對整個電路的仿真，主要目的是對控制方案給以理論研究。閉環反饋控制中采用典型的PID控制模式，仿真過程通過對PID參數的調試加深對控制方案的理解，以便在后續主電路調試過程中能更有目的性的調試參數。主要針對輸出濾波電路的參數、PID閉環參數的設置以及移相控制電路的設計進行研究。仿真電路中輸出電壓設定值為60V，采樣值和設定值作差，偏差量經過PID環節反饋至移相控制電路。移相電路基于DQ觸發器，同一橋臂上PWM驅動脈波設置了死區時間，兩個DQ觸發器輸出四路PWM波分別驅動橋臂上四個開關管。寧波化成分容電壓傳感器供應商